关于两个输出端都供给实践功率(5V 2A 和 12V 3A，两者都可完成± 5%调理)的双路输出反激式电源来说，当电压到达 12V 时会进入零负载状况，而无法在 5%极限内进行调理。线性稳压器是一个可实施的处理方案，但因为价格贵重且会下降功率，仍不是抱负的处理方案。
咱们主张的处理方案是在 12V 输出端运用一个磁放大器，即就是反激式拓扑结构也可运用。为了下降本钱，主张运用铁氧体磁放大器。但是，铁氧体磁放大器的操控电路与传统的矩形磁滞回线资料(高磁导率资料)的操控电路有所不必。铁氧体的操控电路(D1 和 Q1)可吸收电流以便坚持输出端供电。该电路已经过全面测验。变压器绕组规划为 5V 和 13V 输出。该电路在完成 12V 输出± 5%调理的一起，乃至还能够到达低于 1W 的输入功率(5V 300 mW 和 12V 零负载)。
考虑一下 5V 2A 和 12V 3A 反激式电源。该电源的要害标准之一就是当 12V 输出端到达空载或负载极轻时，对 5V 输出端供给过功率维护(OPP)。这两个输出端都提出了± 5%的电压调理要求。
关于一般的处理方案来说，运用检测电阻会下降穿插稳压功用，而且保险丝的价格也不菲。而现在已经有了用于过压维护(OVP)的消弧电路。该电路能够一起满意 OPP 和稳压要求，运用部分消弧电路即可完成该功用。
从图 2 能够看出，R1 和 VR1 形成了一个 12V 输出端有源假负载，这样能够在 12V 输出端轻载时完成 12V 电压调理。在 5V 输出端处于过载状况下时，5V 输出端上的电压将会下降。假负载会吸收很多电流。R1 上的电压下降可用来检测这一很多电流。Q1 导通并触发 OPP 电路。
在线电压 AC 到低压 DC 的开关电源产品领域中，反激式是现在最盛行的拓扑结构。这其间的一个首要原因是其独有的本钱效益，只需向变压器次级添加额定的绕组即可供给多路输出电压。
一般，反应来自对输出容差有最严厉要求的输出端。然后，该输出端会界说一切其它次级绕组的每伏圈数。因为漏感效应的存在，输出端不能一直取得所需的输出电压穿插稳压，特别是在给定输出端因其它输出端满载而或许无负载或负载极轻的状况下更是如此。
能够运用后级稳压器或假负载来避免输出端电压在此类状况下升高。但是，因为后级稳压器或假负载会形本钱钱添加和功率下降，因而它们缺少满意的吸引力，特别是在近年来对多种消费类运用中的空载和 / 或待机输入功耗的法规要求越来越严厉的状况下，这一规划开端遭到萧瑟。图 3 中所示的有源并联稳压器不只能够处理稳压问题，还能够最大极限地下降本钱和功率影响。
该电路的作业方式如下：两个输出端都处于稳压规模时，电阻分压器 R14 和 R13 会偏置三极管 Q5，然后使 Q4 和 Q1 坚持在关断状况。在这样的作业条件下，流经 Q5 的电流便充任 5V 输出端很小的假负载。
5V 输出端与 3.3V 输出端的标准差异为 1.7V。当负载要求从 3.3V 输出端取得额定的电流，而从 5V 输出端输出的负载电流并未等量添加时，其输出电压与 3.3V 输出端的电压比较将会升高。因为电压差异约超越 100 mV，Q5 将偏置截止，然后导通 Q4 和 Q1 并答应电流从 5V 输出端流到 3.3V 输出端。该电流将下降 5V 输出端的电压，然后缩小两个输出端之间的电压差异。
Q1 中的电流量由两个输出端的电压差异决议。因而，该电路能够使两个输出端均坚持稳压，而不受其负载的影响，即便在 3.3V 输出端满载而 5V 输出端无负载这样最差的状况下，仍能坚持稳压。规划中的 Q5 和 Q4 能够供给温度补偿，这是因为每个三极管中的 VBE 温度改动都能够互相抵消。二极管 D8 和 D9 不是必需的器材，但可用于下降 Q1 中的功率耗散，然后无需在规划添加散热片。
该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下根本不起作用。因为并联稳压器是从 5V 输出端衔接到 3.3V 输出端，因而与接地的并联稳压器比较，该电路的有源耗散能够下降 66%。其结果是在满载时坚持高功率，从轻负载到无负载的功耗坚持较低水平。
运用三相交流电进行作业的工业设备常常需求一个能够为模仿和数字电路供给安稳低压直流电的辅佐电源级。此类运用的典范包含工业传动器、UPS 体系和能量计。
此类电源的标准比现成的标准开关所需的标准要严厉得多。不只这些运用中的输入电压更高，而且为工业环境中的三相运用所规划的设备还必须容许非常宽的动摇—包含下跌时刻延伸、电涌以及一个或多个相的偶尔丢掉。而且，此类辅佐电源的指定输入电压规模能够到达 57 VAC 至 580 VAC 之宽。
规划如此宽规模的开关电源能够说是一大应战，首要在于高压 MOSFET 的本钱较高以及传统的 PWM 操控环路的动态规模的约束。StackFET 技能答应组合运用不太贵重的、额定电压为 600V 的低压 MOSFET 和 Power Integrations 供给的集成电源操控器，这样便可规划出简略廉价并能够在宽输入电压规模内作业的开关电源。
该电路的作业方式如下：电路的输入端电流能够来自三相三线或四线体系，乃至来自单相体系。三相整流器由二极管 D1-D8 构成。电阻 R1-R4 能够供给浪涌电流约束。假如运用可熔电阻，这些电阻便可在毛病期间安全断开，无需独自装备保险丝。pi滤波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 构成，能够过滤整流直流电压。
当集成开关(U1)内的 MOSFET 导通时，Q1 的源端将被拉低，R6、R7 和 R8 将供给栅极电流，而且 VR1 到 VR3 的结电容将导通 Q1。齐纳二极管 VR4 用于约束施加给 Q1 的栅极源电压。当 U1 内的 MOSFET 关断时，U1 的最大化漏极电压将被一个由 VR1、VR2 和 VR3 构成的 450 V 箝位网络箝位。这会将 U1 的漏极电压约束到挨近 450 V。
与 Q1 相连的绕组完毕时的任何额定电压都会被施加给 Q1。这种规划能够有效地分配 Q1 和 U1 之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。电阻 R9 用于约束开关切换期间的高频振动，因为反激距离期间存在漏感，箝位网络 VR5、D9 和 R10 则用于约束初级上的峰值电压。
输出整流由 D1 供给。C2 为输出滤波器。L2 和 C3 构成次级滤波器，以减小输出端的开关纹波。
当输出电压超越光耦二极管和 VR6 的总压降时，VR6 将导通。输出电压的改动会导致流经 U2 内的光耦二极管的电流发生改动，然后改动流经 U2B 内的晶体管的电流。当此电流超出 U1 的 FB 引脚阈值电流时，将按捺下一个周期。输出稳压能够经过操控使能及按捺周期的数量来完成。一旦开关周期被敞开，该周期便会在电流上升到 U1 的内部电流约束时完毕。R11 用于约束瞬态负载时流经光耦器的电流，以及调整反应环路的增益。电阻 R12 用于偏置齐纳二极管 VR6。
IC U1 (LNK 304)具有内置功用，因而可依据反应信号消失、输出端短路以及过载对该电路供给维护。因为 U1 直接由其漏极引脚供电，因而不需求在变压器上添加额定的偏置绕组。C4 用于供给内部电源去耦。
挑选好的整流二极管能够简化 AC/DC 转换器中的 EMI 滤波器电路并下降其本钱
要使 AC/DC 电源契合 EMI 标准，就需求运用很多的 EMI 滤波器器材，例如 X 电容和 Y 电容。AC/DC 电源的标准输入电路都包含一个桥式整流器，用于对输入电压进行整流(一般为 50-60 Hz)。因为这是低频 AC 输入电压，因而能够运用如 1N400X 系列二极管等标准二极管，另一个原因是这些二极管的价格是最廉价的。
这些滤波器器材用于下降电源发生的 EMI，以便契合已发布的 EMI 约束。但是，因为用来记载 EMI 的丈量只在 150 kHz 时才开端，而 AC 线 Hz，因而桥式整流器中运用的标准二极管(参见图 1)的反向康复时刻较长，且一般与 EMI 发生没有直接关系。
但是，曩昔的输入滤波电路中有时会包含一些与桥式整流器并联的电容，用来按捺低频输入电压整流所形成的任何高频波形。
假如在桥式整流器中运用快速康复二极管，就无需运用这些电容了。当这些二极管之间的电压开端反向时，它们的康复速度非常快(参见图 2)。这样经过下降随后的高频关断剧变以及 EMI，能够下降 AC 输入线中的杂散线 个二极管能够在每半个周期中完成导通，因而 4 个二极管中只需求 2 个是快速康复类型即可。相同，在每半个周期进行导通的两个二极管中，只需求其间一个二极管具有快速康复特性即可。
为满意严厉的待机功耗标准要求，一些多路输出电源被规划为在待机信号为活动状况时断开输出衔接。
一般状况下，经过封闭串联旁路双极晶体管(BJT)或 MOSFET 即可完成上述意图。关于低电流输出，假如在规划电源变压器时充沛考虑到晶体管的额定压降状况，则 BJT 可成为 MOSFET 的适宜替代品，且本钱更为低价。
图十所示为简略的 BJT 串联旁路开关，电压为 12 V，输出电流强度为 100 mA，并带有一超大电容(CLOAD)。晶体管 Q1 为串联旁路元件，由 Q2 依据待机信号的状况来操控其开关。电阻 R1 的值是额定的，这样可保证 Q1 有满意的基值电流在最小 Beta 和最大的输出电流下以饱满的状况作业。PI 主张额定添加一个电容器(Cnew)，用以调理导通时的瞬态电流。假如不添加 Cnew，Q1 在导通后即敏捷进入电容性负载，并因而发生较大的电流尖峰。为调理该瞬态尖峰，需求添加 Q1 的容量，这便导致了本钱的添加。
用作 Q1 额定“密勒电容”的 Cnew 能够消除电流尖峰。该额定电容可约束 Q1 集电极的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充电电流就越少。为 Cnew 指定电容值，使得 Q1 的抱负输出 dv/dt 值与 Cnew 值相乘等于流入 R1 的电流。
图 8：简略的软启动电路能够制止待机时的电源输出，一起消除导通时的电流尖峰因而，可利用小型晶体管(Q1)来坚持低本钱。